T-reg Високовольтний регулятор для лампових підсилювачів audioXpress
Чому регульоване живлення для (лампових) ланцюгів - це добре? Якщо ви подивитеся на схему, ви побачите джерело постійного струму, що живить каскади. Неявне припущення полягає в тому, що джерело постійного струму - це саме те - потужність постійного струму, без шуму, шуму та пульсацій від частоти сигналу. Але це, звичайно, не так. Через випрямляч і згладжувальні ланцюги від мережі виходить пульсація та шум. Навіть якщо ви захоплюєтесь схемами C-L-C тощо, це ніколи не буде повністю чистим. І струм навантаження, який змінюється залежно від частоти сигналу, протікає через внутрішній опір джерела живлення, і містер Ом показав нам, що струм × опір викликає напругу, пов’язану із сигналом, на джерелі живлення. Це погано?
Кожен підсилювач має властивість, що називається коефіцієнтом відхилення джерела живлення (PSRR), що є мірою того, скільки пульсацій та гулу на джерелі подається до виходу. Звичайно, це залежить від топології підсилювача, але воно завжди є. Одноконцеві схеми особливо чутливі до цього. Отже, регульована подача, яка мінімізує пульсації, шум і гул на лінії подачі, цілком корисна для чистого, спотвореного звуку. Особливо, якщо він може бути набагато кращим, меншим і дешевшим, ніж класична схема C-L-C.
Рішення
Ідея цього проекту прийшла до мене, коли я працював над зламаним лабораторним джерелом живлення Lambda 250V 1970-х років. Провівши кілька годин на ньому, я виявив проблему: несправний мікросхемний регулятор напруги, 14-контактний лямбда FBT-00031. Технічна підтримка Lambda люб'язно надала єдиний специфікаційний лист для чіпа. Потрібно кілька тижнів, щоб хтось в Інтернеті ідентифікував мікросхему як ребрендинг Motorola MC1466L (рис. 1), який, звичайно, застарів.
Я знайшов два джерела NOS: одне на Далекому Сході на суму 280 доларів за мінімальне замовлення в чотири, інше - у сусідній Німеччині за 6 євро. Я замовив пару, замінив мікросхему, і запас спрацював ідеально. Я знайшов концептуальний підхід цього мікросхеми з плаваючим підсилювачем помилок і контрольним налаштуванням з одним резистором, настільки інтригуючим, що вирішив подивитися, чи можу я застосувати його до високовольтного регулятора трубки.
Поняття моєї схеми показано на рис. 2. Це регулятор високої напруги, але я хотів би якомога більше уникати відносно рідкісних і дорогих високовольтних пристроїв та деталей. Ось чому існує окремий низьковольтний джерело живлення, що плаває поверх високовольтного виходу. Це низьковольтне джерело живлення, що живиться від випрямленого нагрівача прохідної трубки, працює на опорних та контрольних ланцюгах, які можуть бути низьковольтними.
Цей тип регулятора складається з однакових модулів. Завжди є опорна напруга та підсилювач помилок, які порівнюють опорну напругу з (зразком) вихідної напруги. Потім підсилювач помилок приводить в дію прохідний елемент для управління вихідним сигналом.
Як це працює
У моїй схемі опорна напруга надходить від резистора R3, що рухається від плаваючого джерела постійного струму Q1. Q2 і Q3 утворюють підсилювач помилок. Це диференціальний підсилювач, але з додатковими пристроями, а не з більш звичним різницевим підсилювачем з двома подібними пристроями. Але це працює однаково: еталон вводиться на Q3, а регульована вихідна напруга вводиться на Q2.
Якщо вихідна напруга опуститься нижче встановленого значення, Q2 почне проводити більше, а напруга приводу для прохідного пристрою через R5 збільшиться, що, в свою чергу, збільшує вихід, поки воно знову не буде встановленим значенням. Подібним чином, коли Vout стає занадто високим, привід зменшується, опускаючи Vout назад до встановленого значення. Оскільки Vout дорівнює Vref, за винятком зміщення 2-Vbe, в принципі ви можете встановити вихідну напругу на все, що завгодно, просто вибравши R3. Це є великою перевагою для більш традиційних установок.
Традиційно у вас буде еталонна напруга, яка становить деяку частку Vout, а потім ви ділите Vout на Vref, перш ніж подавати його в підсилювач помилок. Якщо ви хочете змінити Vout, ви повинні змінити коефіцієнт ділення. Недоліком є те, що це також змінює коефіцієнт посилення контуру контуру управління, що знову ж означає, що продуктивність і стабільність змінюються із вихідною напругою. Використовуючи еталонну напругу, рівну Vout, як я вже робив, стабільність і продуктивність схеми не змінюється із вихідною напругою.
Ви можете здивуватися, чому підсилювач помилок - це така проста схема. Звичайно, використання високопродуктивного операційного підсилювача тут підвищує продуктивність, але не надзвичайно. І такі схеми з дуже високим коефіцієнтом підсилення на основі операційних підсилювачів, наприклад, створюють власні проблеми зі стабільністю та компенсацією. Насправді, схема як така є вже досить високою продуктивністю, як показано на рис. 3 і 4.
Однією з причин хорошої продуктивності є те, що резистором навантаження для підсилювача помилок є резистор від Vdrive до землі, R5. Використовуючи трубку як прохідний пристрій, цей резистор утворює сітчастий резистор, який повинен становити близько 500 кОм, залежно від пристрою. Отже, навіть дуже мала похибка між B та E Q2 призведе до відносно досить великого “корекційного” струму через R5 і, отже, до досить великої корекційної напруги на Vdrive. Цей коефіцієнт посилення досить великий, незважаючи на просту схему, тому я вирішив не використовувати операційний підсилювач з високим коефіцієнтом посилення.
Інші міркування
Будучи регулятором трубки, слід врахувати кілька інших факторів. Одним із них є затримка подачі анодної напруги не тільки для прохідного пристрою, але і для підсилювача, що підводиться. Повна схема (без прохідного пристрою) показана на рис. 5. U1 - це стандартний таймер 555 (CMOS), який відключає світлодіод в U4 через деякий час після ввімкнення живлення.
Затримка встановлюється R8 і C3, і з заданими значеннями становить близько 30 секунд. Ви можете скоротити його, знизивши значення C3, або зробити довшим, збільшивши R8. Залежно від витоку С3, 1МОм, мабуть, є максимальним значенням для R8. Як тільки світлодіод в U4 увімкнеться, опто-симістор спрацює і ввімкне тиристор U3, який подаватиме випрямлену високу напругу на прохідну трубку (J4). Оскільки на прохідній трубці потрібна напруга нагрівача, я використовував її також для живлення опорних і контрольних ланцюгів через випрямляч BR1 і конденсатор C6.
Важливим фактором є "чистота" опорної напруги. Якщо на еталоні є якийсь гул або шум, він буде достовірно продубльований підсилювачем помилок на виході. Джерело струму Q1 отримує еталонний Vbe через світлодіод D5. Оскільки R1 дорівнює 1,3 кОм, опорний струм становить майже рівно 1 мА, що полегшує вибір опорного резистора R3: всього 1 кОм на кожен бажаний вихід напруги.
Світлодіод D5 діє як джерело напруги і досить чистий. Однак перший прототип не мав регулятора струму U2, а лише резистор для встановлення світлодіодного струму. Гудіння на джерелі живлення викликало гудіння на зміщувальному резисторі світлодіода, що спричинило дуже невеликий гул на світлодіоді, але достатній, щоб з'явитись у посиланні. Я також помітив, що вихідна напруга зменшилася на кілька 100 мВ зі зміною навантаження на 100 мА. Причина: і високовольтне живлення, і нагрівач подавалися від одного і того ж трансформатора.